ステッピングモーターのステップ損失を検出する方法及び装置

专利摘要:
駆動しているステッピングモーターについて、パルス幅変調電流（Ｓ１）は、ステッピングモーターのコイル（３）に供給され、初期値（Ｓ４ｂ）に基づき、ステッピングモーターを流れる電流（ＩＭ）が高スイッチング閾値（ＯＧ）および低スイッチング閾値（ＵＧ）によって定義される電流バンド幅内に位置するか否かを決定する。コイル（３）への電流源（Ｓ１）は、検出電流（ＩＭ）が低閾値（ＵＧ）を下回ったときはオンに切り替わり、検出電流（ＩＭ）が高閾値（ＯＧ）を超えた場合はオフに切り替わる。ステップ損失（ＳＶ）を検出するには、電流（ＩＭ）の信号形状またはその変化量のいずれかを分析し、ステップ損失によって発生した所望の値または所望の値範囲からのずれを検出する。電流（ＩＭ）の信号形状またはその変化量のいずれかを決定するには、対応する制御信号（Ｓ７）を分析することによって、間接的に行われる。
公开号:JP2011505785A
申请号:JP2010535303
申请日:2008-12-03
公开日:2011-02-24
发明作者:エッガー，ハインツ；シューマッハ，ユルゲン；ハインツ，ベルンハルト
申请人:エフ．ホフマン−ラ ロシュ アーゲーＦ． Ｈｏｆｆｍａｎｎ−Ｌａ Ｒｏｃｈｅ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ；
IPC主号:H02P8-38

专利说明:

[0001] 本発明は、請求項１および１７の序文によれば、ステッピングモーターのステップ損失を検出する方法及び装置のそれぞれに関する。]
背景技術

[0002] ステッピングモーターは、同期機の特別な構造であり、いくつかのコイルとその中で回転する回転子で設計された、固定された固定子（fixed stator）を構成する。回転子の構造様式によって、ステッピングモーターは３つの基本型に区別される。]
[0003] ・永久磁石手段により励起されたステッピングモーター
・可変リラクタンスを有するステッピングモーター
・混合型ステッピングモーター
永久磁石手段により励起されたステッピングモーターでは、回転子は、放射状の磁化を有する円筒形永久磁石を構成する。つまり、回転子円周に沿って、異なる磁極性を有する永久磁石が交互に入れ替わることを意味する。回転子は、常にコイルの通電によって生成した磁場と同調する。コイルが交互にオンに切り替わると、回転子は対応する方向へ向く。従って、全てのコイルが交互にオンオフを切り替えると、ステッピングモーターは、回転する。]
[0004] 可変リラクタンスを有するステッピングモーターでは、回転子は、動力源を絶った歯車状の軟鉄心を構成する。この構造では、可変の磁気空隙抵抗をもたらす回転子構造によって、モーメントが発生する。回転子は、空隙における磁場エネルギーが最小となるように、固定子領域において同調するので、ステッピング領域を追従する。]
[0005] 混合型ステッピングモーターは、永久磁石手段により励起されたステッピングモーターと可変リラクタンスステッピングモーターの混合型である。混合型ステッピングモーターは、軸方向に分極した永久磁石で構成され、その永久磁石の端部には、軟磁性材料製の歯車回転子ディスクが取り付けられている。２つの回転子ディスクは、永久磁石によってバイアスされ、また半歯の幅で互いに間隔付けられ、それによって、Ｎ極とＳ極が入れ替わるようになっている。混合型ステッピングモーターを用いればステップ角をかなり小さくでき、また混合型ステッピングモーターは自己保持モーメントを有する。しかしながら、これは、複雑な構造である。]
[0006] ステッピングモーターは、同期原理によって機能する。回転子を駆動するトルクは、固定子および回転子において別々に並んだ磁場により生じる。回転子は、常に、できる限り大きい磁場流動が形成されるように回転する。]
[0007] 他のモーターとは対照的に、ステッピングモーターではコイルは固定子にのみ配置されている。そのため、個々のコイル巻き線を選択的に駆動することによって、回転運動を発生させる。回転運動は、各ステップパルスの後に、固定子領域を特定角度分伝達させる。ステッピング領域を伝達することは、整流処理とも呼ばれる。]
[0008] このような方法で、モーターの回転感度および回転速度は最も簡単に制御可能である。回転子の位置を決定するには、最初の位置から始めて、時計回りおよび反時計回り方向のステップをそれぞれ数え、それらとステップ角とを乗じれば良い。]
[0009] モーター巻き線の駆動（activation）については、単極駆動および双極駆動に分類できる。]
[0010] 単極駆動では、各極は、中央のタッピングに２つの巻き線または１つの巻き線のいずれかを有する。磁場の方向は、２つの巻き線のうちどちらが励起されるかに依存する。この駆動の利点は、わずかな電気料金である。欠点は、巻き空間の利用率が５０％と少ないことである。その理由は、電流方向に従って、一方の巻き線だけが常に使用されるからである。加えて、１つの極につき２つのコイルを使うため、モーターが巨大化する。]
[0011] 双極駆動では、各極は、１つの巻き線だけを有する。磁場方向は、前述した１つの巻き線を流れる電流方向に依存する。この駆動方法には、巻き空間全体を使用できる利点がある。欠点は、電気料金が高いことである。]
[0012] ステッピングモーターは、様々な方法で動作可能である。最も単純な動作方法は、常に１つのコイルだけが回転子周囲で次々に励起される、WaveDriveである。この動作方法の利点は、実施が容易であり、かなり安価なマイクロコントローラでも容易に実現できることである。しかしながら、常に１つのコイルだけが励起されるため、トルクは１／√２倍、つまり理論的な最大値の約７０％に減少するので、トルクが低いことが欠点である。]
[0013] 全ステップ方式では、対照的に、常に巻き線システム全体が励起される。回転運動は、巻き線内の電流方向を選択的に変化させることで実現できる。常に巻き線システム全体が励起されることから、この動作方法では、可能な限り高いトルクが得られる。欠点は、比較的大きなステップであり、それによってモーターは共鳴振動する傾向がある。]
[0014] 半ステップ方法では、WaveDriveおよび全ステップ方法が互いに組み合わされる。つまり、２つのコイルを構成するステッピングモーターでは、一方または両方のコイルは、常に交互に励起される。従って、より多くの角度位置に対処できる。その結果、回路がより複雑化するが、位置精度も向上する。しかしながら、電流がオフに切り替わると直ぐに、常にモーターは「ジャンプ」して全ステップ位置のうちの１つに戻る。半ステップ方法の主な利点は、モーターの振動がかなり小さいことである。その理由は、回転子がさらされるインパルス数は少ないからである。これに対して、全ステップ方法およびWaveDriveでは、回転子は常にある位置から次の位置へ引き出され、最終的な位置の周辺で振動する。これら振動は、ケーシングをも振動させ、トルク形状はゆがむ（jerky）。よって、システム全体は、ノイズが比較的発生する。半ステップ方法における位置数が多いので、ステップ角は小さくなり、その結果として振動は減少する。ステップが小さくなるほど、力の経路は均一となり、かつシステム全体も静かになることは、一般的に正しい。回転子振動が減少するので、さらに、ステップ損失は小さくなるだろう。]
[0015] 一部のステップを増加させることによってステップ角を減少させる考えをもっと発展させれば、正弦関数または余弦関数で駆動させることが最適であると結論付けることができる。この場合、力の経路は均一化され、モーターが駆動される周波数の基本成分だけが聞こえることになる。マイクロステップ動作は、それを正確に実行する。しかしながら実際は、駆動は、正確な正弦関数信号で実行されるのではなく、聴力の閾値よりも大きいスイッチング周波数を有するパルス幅変調された方形波電流が利用される。その際に、モーターコイル自身は、フィルタの役割をし、おおよそ正弦関数または余弦関数電流が巻き線を流れる程度にまで方形波信号を平滑化する。]
発明が解決しようとする課題

[0016] 既に前述したように、ステッピングモーターは、主に位置決めの目的で使用される。これらモーターの利点は、所定の量子化運動に対応するステップを考慮することで、モーターの位置を容易に決定できることである。それにもかかわらず、ステッピングモーターは、位置決めセンサーシステム無しでは、稀にしか使用されない。この理由は、ステップ損失の発生可能性である。]
[0017] 回転子が固定子の回転磁場に追従できないと、モーターが失速し、ステップ損失が発生する。この原因は、ほとんどの場合、大きすぎる負荷または機械的な障害である。]
[0018] これら望まないステップ損失を検出し、続いてそこから発生する位置決めエラーを修正するには、基本的に２つの可能性がある。]
[0019] １．補助センサーを用いる（例えば、回転速度を測定すること）
２．モーターの電磁場を横切るセンサーを追加しない
ステップ損失の検出にセンサーを使用することは、よく試みられるが、高価である。このため、センサーを回避する可能性が探られている。]
[0020] センサーの無いステップ損失検出では、モーター自体がセンサーとしての役割をする。これは、モーター上に置かれた負荷によりモーターの電磁場が変化するということを含むステッピングモーターの特別な性質により、可能である。特に、ステッピングモーターは負荷を与えた状況で回転速度が一定のままであるが、回転子と回転場の位相シフトが起こるという性質を有している。同期機と同様に、この位相シフト角は回転子変位角と呼ばれる。負荷が与えられた状況での、固定子に対する回転子の遅延について、図１で説明する。図１の左図では、回転子は動いておらず、回転子変位角はゼロである。ここで、回転子への負荷を増やすと、右図に示すように、回転子は、固定子領域Φの後方に遅れ始める。特定のモーター依存負荷から始めると、回転子変位角は大きくなりすぎて、次の固定子コイルの磁場が現在追従する磁場よりも回転子に接近する。そして、最終的に、回転子は、次に来る磁場と一致する。これは、ステップ損失と呼ばれる。負荷が大きくなりすぎると、回転子は磁場に全く追従できなくなり、振動するだけである。この場合、モーターはステップを継続的に失っている。正確には、この現象は、モーターが高すぎる周波数から開始するときにも起こる。回転子の慣性モーメントによって、すばやく回転する磁場に迅速に追従することができない。従って、高周波でモーターを動作させるためには、モーターはもっとゆっくり開始しなければならないし、周波数傾斜手段によって加速されなければならない。モーターが開始することができる限界の周波数は、同時に、電流がオフに切り替わる場合に、モーターが１ステップ以内に停止することができる周波数でもある。これを開始／停止周波数と呼ぶ。] 図１
[0021] 図２のステッピングモーターの電気的等価回路図に見られるように、モーター巻き線は誘導成分（ＬＷ）とオームの法則に従う抵抗成分（ＲＷ）で構成される。ステッピングモーターで生成された発電機電圧ＵＭは、回転速度に比例する。前述した、負荷を与えた状況での固定子の磁場に対する回転子の遅延は、磁束Φが通過する固定子と回転子の間の空隙を増大させる結果となり、この空隙増大は順にインダクタンスＬＷの減少を招く。] 図２
[0022] Trinamic Microchips社は、TMC246/249という名前で取引されるステッピングモーターのドライバを提供する。そのドライバは、ステッピングモーターの発電電圧を通じてステップ損失を検出できる。しかしながら、モーターおよび回転速度が小さい場合には測定原理は成り立たないため、このドライバは限られた範囲でのみ使用可能である。その理由は、発電機電圧が小さすぎて、負荷の状態に関する信頼できる結果が出ないからである。]
[0023] インダクタンスは、負荷依存モーターインダクタンスに基づき、ステップ損失を確認するために測定するべきである。モーターインダクタンスを測定するには、２つの方法が利用可能である。]
[0024] ・巻き線電流の大きさを用いる
・電圧と巻き線電流の位相シフトを用いる
Helmut Oswald著のFachhochschule Technikum Wien, 2006における論文、「FPGA Schrittmotorsteuerung mit Lastmessung/Schrittverlusterkennung uber das elektromagnetische Feld des Motors」では、インダクタンス測定の可能性が検証され、これらの発見を基に、ステッピングモーター制御は開発された。この文献で提案する測定方法は、電流と電圧の位相変位を測定し、そこからインダクタンスは推測されるという事実に基づいている。しかしながら、この測定方法の問題点は、インダクタンスの変化の結果が、特定周波数以下ではかなり小さくなることである。したがって、この測定方法も、限られた範囲でのみ使用可能である。]
[0025] 従って、ステップ損失の検出が可能であると同時に、ステッピングモーターを駆動するための要件が依然としてある。特に、そのような駆動およびステップ損失検出装置は、取り付け空間が小さく、外部センサー無しでかつコスト効率が良い方法でステップ損失の検出が可能であり、大きな負荷および回転速度範囲（また、全体として小さなサイズ）においても高い検出精度を提供するだけでなく、できるだけ滑らかなかつ振動のないステッピングモーターの動作を保障するべきである。]
課題を解決するための手段

[0026] 本発明は、請求項１および１７の特徴的構成を有する方法および装置を提供することで、前述の目的をそれぞれ達成する。]
[0027] 本発明によれば、ステッピングモーターは、コイルに流れる電流を検出しながら、ステッピングモーターのコイルにパルス幅変調電圧（ＰＷＭ）を供給することで、駆動する。比較方法として、初期値に基づき、検出電流が高スイッチング閾値および低スイッチング閾値で定義される電流バンド幅内にあるか否かが決定され、検出電流が低閾値を下回ったときコイルへの電流源がオンに切り替わり、検出電流が高閾値を上回ったときコイルへの電流源がオフに切り替わる。よって、本発明の手段の「電流幅ガイド」は、コイルを流れる電流が初期値からずれることで実現され、「電流幅ガイド」は、好ましくはある「電流バンド幅」内でのみおおよそ正弦関数である。]
[0028] 初期値を進行させる正確で容易な調整可能な制御については、例えばＦＰＧＡのようなコントローラによってそのデジタル入力に割り当てられた値を有するデジタルアナログコンバータが提案される。]
[0029] 改良された信号処理により、検出電流はさらなる処理のために比例電圧信号へ変換される。その電圧信号はローパスフィルタ内で高周波干渉が選択的に除去される。]
[0030] 本発明の好ましい実施形態では、検出電流または検出電流に比例する電圧信号は、初期値から減算され、高スイッチング閾値と低スイッチング閾値とを比較する前に選択的に増幅される。例えば、差動増幅器を使用すれば、この機能は、効果的に実行できる。]
[0031] 出力される差分信号は、初期値の分が減少し、検出電流に比例する信号形状を有する。好ましくは、差分信号は、シュミットトリガー、好ましくは精密なシュミットトリガーにおいて、高スイッチング閾値および低スイッチング閾値と比較される。シュミットトリガーのヒステリシスは、スイッチング閾値両方を表す。出力されるシュミットトリガーの制御信号は、コイルに供給するためのＰＷＭ電圧を生成する、ドライバを駆動する。]
[0032] ある実施形態のステッピングモーター制御では、低スイッチング閾値から高スイッチング閾値までの電流の上昇時間、高スイッチング閾値から低スイッチング閾値までの電流の下降時間、上昇時間および下降時間を構成する継続期間、またはそれらの組合せのいずれかを測定し、前記測定した時間と、高ステップ損失閾値とを比較し、前述の閾値を超過する場合にステップ損失が検出されることで、センサーの不要なステップ損失検出が達成される。]
[0033] ステップ損失を検出する本実施形態は、ステッピングモーターのインダクタンスＬＷは、磁気回路内の空隙サイズに依存し、そのため負荷モーメントにも依存するという事実に基づいている。これに対し、ステッピングモーターの電気的等価回路図（図２を参照）では、オームの法則に従う抵抗ＲＷ、供給電圧Ｕおよび電流ＩＭは一定であると仮定でき、発電機電圧ＵＭは負荷ではなく回転速度に依存するので、提案した測定には無関係である。本発明によれば、ステッピングモーターは、事前設定されたヒステリシス、つまりバンド幅であるいわゆる「電流幅ガイド」内で動作する。言い換えると、本発明によれば、ステッピングモーターは、モーターコイルに流れる電流が低スイッチング閾値と高スイッチング閾値の間で保持されるように、駆動される。スイッチング閾値は、基準電流経路からの最大ずれを定義する。好ましくは、基準電流経路は、正弦関数（ステップ形状）である。低スイッチング閾値から高スイッチング閾値までの電流の上昇時間だけでなく高スイッチング閾値から低スイッチング閾値までの電流の下降時間は、インダクタンスＬＷに比例する。このように、インダクタンス測定は、電気回路に関する時間測定へ変形することができ、例えばＦＰＧＡを用いれば、かなり正確に実現できる。] 図２
[0034] 結果を減少させる、一定の電流依存性を測定するには、好ましくは、電流のゼロ点周辺で少なくとも２つの継続期間を測定する。]
[0035] ステッピングモーターを開始／終了周波数を超えて動作させると、モーターが振動するだけではなく、モーターが開始できないほどのステップ損失が発生する。それによって、電流の継続期間が減少する現象が現れる。従って、高い回転速度の場合、上昇時間、下降時間、電流の継続期間、またはそれらの組合せのいずれかを測定し、測定した時間と低ステップ損失閾値（ｔｍｉｎ）とを比較し、前述の閾値に達しない場合にステップ損失を検出するのが適切である。]
[0036] 高ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）および／または低ステップ損失閾値（ｔｍｉｎ）は、モーター速度、モーター型、および公称電流と実際の供給電流の大きさの比に依存する。従って、これらのパラメータを考慮し、それぞれのステップ損失閾値を選択することが想定される。適切な値は、メモリ内の多次元のルックアップテーブルに格納されるか、または関数としてもしくは区分的にアセンブリされた関数として、ＦＰＧＡのようなコントローラで計算される。]
[0037] 本発明の代わりの実施形態では、ステップ損失検出は、所定のクロック周波数で制御信号をサンプリングし、サンプリング値をフィルタリングすることで達成される。フィルタ信号は、各マイクロステップの後に格納される。それぞれのフィルタ信号を有する２つの領域から、差分信号が算出され、ステップ損失閾値と比較され、前述の閾値に達する場合にステップ損失が検出される。この実施形態は、２次元モーターデータを含める必要がないという利点がある。]
[0038] 計算能力が少し必要となる差分信号形成は、例えば、いずれもフィルタ信号Ｓ８と同じ期間の第１番目の半波長および第２番目の半波長を合計して差分信号を計算することで実現される。]
[0039] 差分信号を充分滑らかにするには、差分形成手段が、フィルタ信号の前期間の全波長から、１期間の全波長を減算することに基づき、差分信号を計算すれば、実現できる。]
[0040] 本発明のさらなる代わりの実施形態では、ステップ損失検出は、第１のローパスフィルタを通った制御信号を誘導することで実現され、選択的には、さらに第２のローパスフィルタで制御信号を平滑化し、それに続いてフィルタされかつ平滑化された信号を、曲線分析計算、特に傾斜分析に従う計算手段に供給する。傾斜分析から、ステップ損失が発生したかを検出可能である。本発明の本実施形態は、フィルタ信号の信号形状を広範にわたって評価することが可能であり、それによってステップ損失が発生するか否かの境界も、正確に検出できる可能性がある。]
[0041] 本発明のさらなる特徴および利点は、図面を参照しながら、一例となる実施形態に関する以下の説明から明らかになる。]
図面の簡単な説明

[0042] 図１は、負荷のある状況で、固定子領域に対して回転子が遅延する原理である。
図２は、モーターコイルの電気的等価回路図である。
図３は、本発明によるステッピングモーター損失検出回路のブロック図である。
図４は、本発明のステッピングモーター駆動によるモーターコイルドライバの回路図である。
図５は、本発明によるモーターコイルドライバについての制御信号と電流幅ガイドの時間依存図である。
図６は、モーターコイルドライバの出力電流信号を調節したパルス幅領域の時間依存図である。
図７は、モーターコイルに流れる電流経路である。
図８は、電圧信号へ変換された信号として表現された、モーターコイルに流れる電流経路の拡大図である。
図９は、本発明によるモーターコイルに流れる電流経路に相当する電圧信号およびステッピング形状が正弦関数である基準電圧である。それらは、実際の値および所望の値にそれぞれ適合され、ステッピングモーター駆動の差動増幅器へ入力され、差分を形成する。
図１０は、図９の信号の詳細の拡大図である。
図１１は、差動増幅器の出力差分信号である。
図１２は、本発明のステッピングモーター駆動による精密なシュミットトリガーにおける入力信号および基準電圧信号である。
図１３は、精密なシュミットトリガーの制御信号であり、ＰＷＭ信号である。
図１４は、モーター速度５００ステップ／秒でのモーター負荷の関数として、複数のＰＷＭ信号の測定値の継続期間を表す図である。
図１５は、さらに、モーター速度３０００ステップ／秒でのモーター負荷の関数として、複数のＰＷＭ信号の測定値の継続期間を表す図である。
図１６は、ＰＷＭ信号の平均継続期間と、モーター速度の関数として高ステップ損失閾値および低ステップ損失閾値を表す図である。
図１７は、モーターコイルに流れる電流に依存するＰＷＭ信号の継続期間の高ステップ損失閾値を表す図である。
図１８は、本発明によるさらなる実施形態のステッピングモーター損失検出回路のブロック図である。
図１９は、図１８による本発明の実施形態の実施的な信号の信号図である。
図２０は、本発明による第３の実施形態のステッピングモーター損失検出回路のブロック図である。
図２１は、本発明の図２０の実施形態による傾斜分析を概略的に示す信号図である。
図２２は、図２１の信号図の拡大領域を表す図である。] 図１ 図１０ 図１１ 図１２ 図１３ 図１４ 図１５ 図１６ 図１７ 図１８
実施例

[0043] 図３のブロック図に基づき、本発明によるモーター制御１について以下詳細に説明するように、ステッピングモーター、特に混合型ステッピングモーターのための、ステップ損失検出を備える。前述した一例の実施形態の説明について、モーター制御は、２相モータ用に構成されることが想定されており、９０°だけ互いに間隔付けられた２つのコイル３が、固定子に並べられ、各コイルは、回転子に対して互いに対向する位置にある２つの部分的な巻き線を構成する。図３では、電気的等価回路図ＲＷおよびＬＷを有するモーターコイル３が図示されている。本発明は、ステッピングモーターはどんな位相数でも適用可能であることを強調しておかなければならない。] 図３
[0044] モーター制御１は、いわゆる「電流幅ガイド」を実行する。図５の信号／時間図の上線から明らかなように、「電流幅ガイド」では、各モーターコイルＬＷを流れる電流ＩＭが、低スイッチング閾値ＵＧおよび高スイッチング閾値ＯＧ内に維持される。駆動は、パルス幅変調電気信号Ｓ１（図６を参照）によって実現される。以下でさらに詳細に説明するように、信号Ｓ１の電流は、おおよそ正弦関数形状を表すように、モーターコイル３のインダクタンスＬＷによって平滑化される。ステッピングモーターの位相（コイル３）ごとに、１つのモーター制御１が必要である。すなわち、２相モーターのこの例では、２つ必要である。駆動電流は、９０°の位相だけ（一般的に、１８０°を位相数で割る）、互いに間隔付けられる。すなわち、２相モーターの場合、一方のモーターコイルは正弦関数電流で駆動され、他方のモーターコイルは余弦関数電流で駆動される。] 図５ 図６
[0045] 損失を最小化するには、各モーターコイル３は、１つのドライバ２を経由して駆動される。各ドライバ２は、正弦関数または余弦関数電流が２つのモーターコイル３を流れるように（図６に図示した信号Ｓ１を参照）、いわゆる「逆位相ロックＰＷＭ（Locked-antiphased-PWM）」によって、Ｈブリッジ（図４の回路図に図示）を構成する。さらなる詳細については後述するが、ドライバ２は、入力にＰＷＭ信号Ｓ７を受信する。さらに、ドライバ２は、２つの半ブリッジからなるＨブリッジを有する。２つの半ブリッジは、いずれも、２つのＮＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２およびＭ３、Ｍ４でそれぞれ構成される。コイル３は、２つの半ブリッジ間を横断する経路に接続される。ＰＷＭ信号Ｓ７は、制御信号としてトランジスタＭ２、Ｍ４に直接提供され、インバータＩＮＶを介して反転形状でトランジスタＭ１、Ｍ３に提供される。その結果、トランジスタは、常にオンオフが対角線上に切り替わる。すなわち、トランジスタＭ１およびＭ４はオンに切り替わり、かつＭ２およびＭ３はオフに切り替わるか、またはその逆となる。従って、パルス幅変調電流Ｓ１はコイル３の一方向または逆方向に流れ、それによって、パルス幅変調電流Ｓ１はコイル３のインダクタンスＬＷによって平滑化されるという結果になる。平滑化によって得られる電流ＩＭを、図７の信号／時間図に図示する。] 図４ 図６ 図７
[0046] 電流ＩＭは、モーターコイルに直列接続されたシャント抵抗によって測定され、電流／電圧変換器４を用いて増幅される。図８は、電流／電圧変換器４で電圧信号Ｓ３に変形した後の電流信号ＩＭの詳細の拡大図である。] 図８
[0047] 選択的には、ＨＦ干渉が除去され、電流ＩＭに比例する電圧信号Ｓ４ａが出力されるように、電圧信号Ｓ３の高周波干渉を除去する目的で、ＨＦフィルタ５は、電流／電圧変換器４の下流に配置される。ＨＦフィルタ５に隣接した差動増幅器６は、一方で電圧信号Ｓ４ａが供給され、他方で（ステッピング）正弦関数の初期信号（所望の値）４ｂが供給される。２つの信号Ｓ４ａおよびＳ４ｂは、半正弦波期間については図９に、正弦関数形状の頂点領域の拡大図は図１０にそれぞれ表されている。差動増幅器６では、信号Ｓ４ａ（実際の値）は、信号Ｓ４ｂ（所望の値）から減算され、増幅される。初期信号Ｓ４ｂは、例えば、１２ビットの分解能を有するＤ／Ａコンバータ９によって生成される。Ｄ／Ａコンバータ９は、内部に格納されたルックアップテーブル１４を介し、好ましくは、ＦＰＧＡ１３によってそのデジタル入力に割り当てられた初期値を有する。] 図１０ 図９
[0048] 選択的には、差動増幅器６の三角形状出力信号Ｓ５（図１１を参照）は、ＨＦフィルタ７で再度フィルタリングされ、精密なシュミットトリガー８の入力へフィルタ信号Ｓ６ａとして供給される。精密なシュミットトリガー８は、基準電圧源１０で生成された基準電圧信号Ｓ６ｂを与えるための第２の入力を有し、基準電圧信号は、精密なシュミットトリガー８の高スイッチング閾値ＯＧを決定する。２つの信号Ｓ６ａおよびＳ６ｂを、図１２に図示する。低スイッチング閾値ＵＧは、内部で０Ｖに決定される。２つのスイッチング閾値ＯＧ、ＵＧを、図５に図示する。それらは、バンド幅をそれぞれ測定したものであり、ハンド幅内では、電流ＩＭおよび電流に比例する電圧信号Ｓ４ａは、正弦関数基準電圧Ｓ４ｂに対して可変である。代替的には、精密なシュミットトリガー８の低スイッチング閾値ＵＧは、第２の基準電圧信号で調節され得る。精密なシュミットトリガー８では、信号Ｓ６ａは、２つのスイッチング閾値ＵＧ、ＯＧ（ここでは０Ｖおよび２８５ｍＶ）と比較される。その結果、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号Ｓ７は、精密なシュミットトリガー（図１３を参照）の出力に現れ、その周波数は、モーターコイル３に流れる電流ＩＭの周波数またはそこから派生する電圧信号Ｓ４ａの周波数に依存する。また、モーターコイル３を順番に流れる電流ＩＭの上昇および下降は、負荷で／と共に変化するインダクタンスＬＷに依存する。] 図１１ 図１２ 図１３ 図５
[0049] 精密なシュミットトリガー８の２つのスイッチング閾値ＵＧ、ＯＧおよび差動増幅器６で調節された増幅は、図５の時間依存図に最も良く見られるように、モーターコイル３を流れる電流リップル（電流幅）のレベルを決定する。] 図５
[0050] 精密なシュミットトリガー８の制御信号Ｓ７は、例えば前述したＦＰＧＡ１３と一体化可能なタイマー１１、およびドライバステージ２の入力に供給され、前述のように、コイル３のＨブリッジを駆動する。]
[0051] タイマー１１は、前述したように、モーター負荷によって可変するモーターコイル３のインダクタンスＬＷに依存する制御信号Ｓ７の可変期間ｔｘ（図５を参照）を測定する。好ましい実施形態では、図５に示すように、正弦関数信号Ｓ４ｂのゼロ点周辺（例えば約±３０°周辺）のｎ期間は、測定に使用される。ゼロ点周辺を測定することで、そこに存在する電流依存を、測定結果から減少させる。継続期間ｔｘに代わるものとして、ＰＷＭ信号Ｓ７のオン期間ｔｙまたはオフ期間ｔｚも測定可能であり、それらは同様にモーターコイル３の可変インダクタンスＬＷに依存する。] 図５
[0052] 本発明によるステップ損失検出は、継続期間ｔｘが、モーター負荷と共に変化し、ステップ損失が起こった場合にカオス的になるという事実に基づいている。しかしながら、継続期間の個々の測定値は、ステップ損失が無いときでさえ、起こるモーター振動および変化する負荷モーメントが原因で散乱し、よってステップ損失は継続期間ｔｘの絶対値測定から常に正確に推測できるとは限らない。また、測定値から平均値を計算する方法によっても、必ずしも確実に目標に到達するとは限らない。ステップ損失が起こった場合は、平均値は常に著しく変化するわけではないが、測定した継続期間は上方および下方の両方へ極端に散乱することがあるからである。この現象は、回転子が剛性停止（rigid stop）した場合に特に発生する。]
[0053] したがって、好ましくは、継続期間ｔｘの最大値は、信号Ｓ７の継続期間ｔｘ（またはそれらの組合せ）を複数測定することで決定されることが提案される。つまり、ステップ損失が起こった場合、継続期間ｔｘの散乱した値の中に、非常に高い値が発生することがわかる。そのような最大値は確かに負荷モーメントと共に変化するが、ステップ損失が起こった場合に上方へ極端に飛び上がる傾向がある。]
[0054] 図１４は、値を測定した８０９６個の試料について、毎秒５００ステップの回転速度で記録した期間ｔｘの永続的な測定値を表す。その際、モーター（E21H4N-2.5-012型）を、最初は空運転させ、約７０００個の試料の後に停止させた。それにより、モーターは、その瞬間からステップを損失し続けた。継続期間内において、７０００個目の試料から明らかな増加を観測することができる。モーター空運転と停止の継続期間の差が小さくなると、モーターの回転はより遅くなる。よって、最小の回転速度未満では、ステップ損失の検出は信頼できない。逆に、モーター空運転と停止の継続期間の差が大きくなると、モーターの回転速度はより速くなる。このときは、継続期間の高ステップ損失閾値ｔｍａｘが容易に検出可能となり、その閾値を超過した量をステップ損失として検出可能である。] 図１４
[0055] モーター依存最大速度で開始すると、モーターは開始／停止周波数を超過するので、結果は逆になる。ステップ損失が発生した後では、モーターはもはや開始することはなく、その静止位置周辺で振動するだけである。そのため、モーターはエネルギーを全く吸収することはないが、電流を巻き線に誘導するのはより容易に可能となる。よって、図１５から明らかなように、電流周波数は増加し、継続期間ｔｘは減少する。また、この効果は、モーターの速度と共に増加する。図１５は、モーター速度を毎秒約３０００ステップで記録したものである。開始／停止周波数よりはるか下の速度だけでなくそれ以外でもステッピングモーターを駆動したいのなら、前述した低ステップ損失閾値ｔｍｉｎに達しない場合は、測定した継続期間ｔｘを低ステップ損失閾値ｔｍｉｎとも比較し、ステップ損失を検出することが、確実なステップ検出のためには推奨される。] 図１５
[0056] 図１６は、継続期間ｔｘがステッピングモーターの回転速度に依存することを示す図である。継続期間ｔｘは、いずれも、毎秒５００ステップ間隔で測定した５０００個の値から平均値を計算し、図にプロットしたものである。] 図１６
[0057] 実際、試験用のステッピングモーターは、周波数範囲が毎秒６００〜約２５００ステップで適切に動作する。この範囲では、曲線は比較的線形となる。そのため、高ステップ損失閾値ｔｍａｘは個々の速度ごとにルックアップテーブルとして決定される必要はなく、図１６に示すように、直線または高次関数に近似できる。高ステップ損失閾値ｔｍａｘは、毎秒２５００ステップ以上の値については、個々の直線領域からアセンブリされることができる。] 図１６
[0058] 図１６から、継続期間ｔｘは毎秒約４０００ステップから不均一に増加し、毎秒約５５００ステップからある程度一定値を保つことがわかる。しかしながら、このような高い回転速度では、ステップの外へステッピングモーターを動かすには少ないモーター負荷で既に充分であり、モーターは機械的限界に近づく。その速度では、モーターは、開始／停止周波数以上で動作するので、モーターがステップの外へ完全に外れるには、ステップ損失１つで充分である。つまり、この速度範囲において、低ステップ損失閾値ｔｍｉｎは、ステップ損失検出について決定的であることを意味する。よって、「低ステップ損失閾値ｔｍｉｎ」および「高ステップ損失閾値ｔｍａｘ」という用語は、絶対値ではなく、ただの継続期間ｔｘを表し、モーター速度とともに変化することに注意すべきである。加えて、軸受け負荷はかなり大きく、そのためモーターの寿命は激的に減少するので、モーターは、高速で継続的に動作させるべきでもない。上述のように、毎秒６００〜約２５００ステップの速度範囲は、試験用モーターに推奨される。別のモーターについては、その速度範囲から外れるものも可能である。] 図１６
[0059] 前述の説明では、モーターは公称電流で駆動されることを想定していた。しかしながら、測定継続期間ｔｘも、巻き数電流に依存する。したがって、同じモーターについてのさらなる実験において、公称電流（単位巻き数当たり５００ｍＡ）および公称電流の２５％（単位巻き数当たり１２５ｍＡ）でのステップ損失検出について、関数である高ステップ損失閾値ｔｍａｘは、これまでと同様に経験的に決定される。結果を図１７に示す。図１７から、ステップ損失閾値は比較的広範な周波数範囲にわたって、おおよそ同じままであり、カットオフ周波数から線形的に増加することがわかる。しかしながら、曲線は減少する電流に伴って小さい値の方へ移動し、カットオフ周波数も同様に変化する。つまり、実際、ステップ損失閾値ｔｍａｘ、ｔｍｉｎについてのルックアップテーブルを、ＦＰＧＡ１３または同種のもので作成するか、またはそれぞれのステップ損失閾値を、関数もしくは区分的にアセンブリされた関数により、内部で計算する必要があることを意味する。電流制御が実施される場合、つまり、モーターは公称電流だけで駆動されない場合、ルックアップテーブルは、二次元になる。実際は、ステッピングモーターが駆動される異なる速度の数は限定されるので、その結果ルックアップテーブルのサイズは減少する。] 図１７
[0060] また、本発明によれば、いくつかのモーターが、ＦＰＧＡにおいて連続して実行することにより、すなわちこのタスクを想定して実現された状態の機器を用いて、省資源の方法で、１つのＦＰＧＡによって同時に駆動可能である。その結果、モーター駆動やステップ損失検出を何度も例証する必要はない。]
[0061] シュミットトリガー８のスイッチング閾値は、異なるモーターにも適用可能である。]
[0062] 異なるモーター型に適合するモーター駆動１を実施するには、与えられた全てのモーター型についてステップ損失閾値関数またはステップ損失ルックアップテーブルを作成しなければならない。この処理は、モーター図を自動的に受信し、それらをメモリまたはＦＰＧＡ１３に格納する試験台上でオートメーション化された方法で実行されるのが適切である。]
[0063] １つのモーター回転精度でステップ損失を決定するのに充分な、簡易な応用例では、提案した継続期間測定を、１つのコイル３上でまたは駆動回路１上でのみ実行する必要がある。駆動回路１は、その後、固定の位相変位でモーターの別のコイルのドライバも駆動する。しかしながら、より正確な応用例については、各モーターコイルにおいて、本発明による継続期間測定を１つの駆動回路１で行うことが推奨される。それによって、ステップ損失検出の精度が、２つの隣接モーターコイル間の１つのステップ長の合計になるようになる。]
[0064] 次に、ステッピングモーターのステップ損失検出を構成する、本発明の第２の実施形態によるモーターコイル１’の説明は、図１８のブロック図に基づいて説明する。第１の実施形態のモーター制御１と同じモーター制御１’の部品は、同じ参照文字で与えられる。それら機能の説明については、第１の実施形態のモーターコイル１で上述したとおりである。ただし、第２の実施形態のステップ損失検出を構成するモーターコイル１’は、ステップ損失検出のための制御信号Ｓ７の異なる評価が、第１の実施形態とは実質的に異なる。より正確には、制御信号Ｓ７は、所定のクロック周波数でサンプリングされ、サンプリング値Ｓ７．１はローパスフィルタ１５に供給される。好ましくは、前述のローパスフィルタ１５は、高次フィルタであり、例えば、アナログローパスフィルタまたはアナログローパスフィルタの特性を有するように設計されたデジタルローパスフィルタで構成することができる。ＦＰＧＡにおけるスイッチング回路の省資源消費のために、例えば、アナログ第１次ローパスフィルタの特性を有する３つのデジタルフィルタを、数学的に単純化された方法で設計し、それらを直列接続する。その際に、各フィルタのフィルタ係数は、一方では初期信号Ｓ４ｂ（典型的には約７０ＫＨｚ）により生成したスイッチング周波数Ｓ７が適度に抑制されるように（＞６０ｄＢ）、他方では以下で説明する差分信号ＤＦが、ステップ損失が発生した場合にできるだけ小さく減衰されるように選択される。フィルタ信号Ｓ８は、電流ＩＭと実質的に同じ期間である。フィルタ信号Ｓ８は、ＦＰＧＡ１３におけるクロック生成器１８により生成された所定のクロック周波数ｃｌでサンプリングされ、フィルタ信号Ｓ８のサンプリング値はメモリ１６に格納される。クロック周波数は、ＦＰＧＡ１３が新たなマイクロステップを規定し、全ＰＷＭサイクルが終了する瞬間と一致する。] 図１８
[0065] フィルタ信号Ｓ８は、ローパスフィルタ１５の出力に、デジタル形式またはアナログ形式で提供される。既にデジタル形式として提供される場合には、「サンプリング」は、クロックレートｃｌでメモリ１６にデジタル値を入力するだけで構成され、アナログ形式として提供される場合には、フィルタ出力とメモリとのアナログデジタルコンバータの介入を必要とする。いずれの場合でも、差分形成手段１９は、メモリ１６に格納された、フィルタ信号Ｓ８の少なくとも１つの期間の２部分から差分信号ＤＦを計算する。比較手段１７は、差分信号ＤＦをステップ損失閾値ＤＦｍａｘ（例えばＦＰＧＡ１３に予め格納されている）と比較し、ステップ損失閾値ＤＦｍａｘに達するか、または超過した場合は、ステップ損失ＳＶを表す出力信号を生成する。]
[0066] 図１９は、時間依存図におけるフィルタ信号Ｓ８および差分信号ＤＦの経時的形状を示している。そこでは、いずれの場合でも、フィルタ信号Ｓ８の同じ期間（例えば、期間Ｗｐまたは期間Ｗｐ−１）の第１番目の半波長Ｈ１および第２番目の半波長Ｈ２を合計することで、差分信号ＤＦが計算される。この計算方法によれば、差分形成手段１９のわずかなハードウエア出費で済むが、実際は、差分信号ＤＦにはっきりとしたスパイクが目立つ。差動形成手段１９が、フィルタ信号Ｓ８の前期間Ｗｐ−１の全波長から期間Ｗｐの全波長（つまり、電流）を減算することにより、差分信号ＤＦを計算すれば、充分に滑らな差分信号ＤＦを得ることができる。非対称の半波長による干渉は、そのようにすることによって除去される。図１９から明らかなように、ステップ損失は７０ｍｓで発生している。そして、短い遅延の後、差分信号ＤＦは、ステップ損失閾値ＤＦｍａｘを超過する。] 図１９
[0067] 一般的に、第２の実施形態によるモーター制御１’には、２次元モーターデータを含める必要がないという点で、第１の実施形態のモーター制御１に優る利点がある。さらに、通常動作とステップ損失をより良好に区別することが可能である。その理由は、ステップ損失が発生した場合、通常動作とステップ損失の信号レベルは１０倍より大きく異なるからである。]
[0068] 次に、ステッピングモーターのステップ損失検出を構成する、本発明の第３の実施形態によるモーター制御１’’の説明は、図２０のブロック図に基づいて説明する。前述した２つの実施形態と同じ第３の実施形態のモーター制御１’’の部品は、同じ参照文字で与えられる。それらの機能の説明については、前述の説明で示される。] 図２０
[0069] 次に、ステップ損失検出を構成する第３の実施形態のモーター制御１’’は、次の処理によって、最初の２つの実施形態と比べて異なるステップ損失検出のための、制御信号Ｓ７の評価を提案する。すなわち、第１のローパスフィルタ２０を通過する制御信号Ｓ７を誘導し、さらに第２のローパスフィルタ２１において電流ＩＭと実質的に同じ期間を有する前置フィルタ信号Ｓ１０を平滑化し、その後に、フィルタされ平滑化された信号Ｓ１１を、曲線分析計算、特に傾斜分析に従う計算手段２２に供給し、傾斜分析から、ステップ損失ＳＶが発生したか否かを検出可能である。]
[0070] 第１のローパスフィルタ２０は、制御信号Ｓ７が高レベルにある場合は、クロック生成器１８によって生成された所定のクロック周波数で上方にカウントし、制御信号Ｓ７が低レベルにある場合は、所定のクロック周波数ｃｌで下方にカウントするカウンタＣＮＴを構成するデジタル積分器として設計されている。積分器は、制御信号が、低レベルで上方にカウントし、高レベルで下方にカウントするカウンタにも変形できることは当然理解されるだろう。]
[0071] ＰＷＭ制御信号Ｓ７の永続的加算（積分）により、モーター電流は損失を考慮しなくても、おおまかに再現される。この方法を用いて、回路の副産物として発生するスパイクは無視され、信号曲線について、所望の全体的考察が可能となる。実際、得られた曲線（図２１および２２の信号図を参照）は、上昇する直線によって重ねあわされた概ね均一な正弦波（飽和効果は別とする）になる。前述の直線は、実際にＰＷＭによって決定され、純粋な数学的合計（＝理想的なサインの積分）には存在しない、物理的配列（電子機器＋モーター）における損失と一致する。フィルタ信号Ｓ１１を全体的に議論することにより、例えば、互いに一致するモーター位相の曲線と定性的に比較するというように、様々な同様な考察が可能となる。とりわけ、技術的実装が数学的な計算（ドリフト無し）の方式で可能になるように、ここでは、永続的損失の結果である積分を修正または再設定のいずれかが必要である。] 図２１
[0072] 第１のローパスフィルタ２０の下流側に配置された第２のローパスフィルタ２１は、ディスクリートフィルタとして構成される。そのフィルタ点は、それぞれ、フィルタ信号Ｓ１０の変曲点ＷＬ１、ＷＬ２、ＷＬ３およびＷＵ１、ＷＵ２、ＷＵ３である。図２２の信号図を参照すると、第２のローパスフィルタ２１でフィルタされた信号Ｓ１１がかなり平滑化された信号形状を示すことも明らかである。] 図２２
[0073] ディスクリートフィルタ２１については、ディスクリートフィルタ点として、前置フィルタ信号Ｓ１０の高変曲点ＷＵ１、ＷＵ２、ＷＵ３のみを用いて、フィルタ関数を決定することができる。さらなるフィルタ関数は、フィルタ信号Ｓ１０の低変曲点ＷＬ１、ＷＬ２、ＷＬ３のみを用いて決定される。高および低フィルタ関数は、制御の大きさの基準となるバンドを構成する。前述の制御幅が狭い場合、位置は、正弦関数曲線の最大値または最小値の範囲に含まれる。この情報は、正接ＴＧ（図２１を参照）が決定される場合、すなわち、傾斜分析が実行される場合に使用される。傾斜分析は、最大値および最小値の範囲で常に正確に機能するわけではないので、これら範囲は、傾斜分析においては表示されない。曲線傾斜（ＴＧ）の決定は、継続的にまたは領域ごとに実行可能である。領域ごとに決定する場合は、平均化した領域曲線傾斜を計算するのが適切である。計算時間を減少させるためには、平均化した領域曲線傾斜のかわりに、単に上昇／下降の決定をすればよく、いくつかの領域Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４およびＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄはそれぞれ、ステップ損失の検出に関していずれの場合も評価されるグループにプールされる。図２１に示されるように、グループは重複してもよく、各グループの各領域は９０°の角度を構成するが、異なるグループの領域は、互いに４５°だけ間隔付けられる。] 図２１
[0074] ステップ損失を決定するために、フィルタ信号Ｓ１１の傾斜の計算は、傾斜の形状は少なくとも部分的な領域に亘って単調でなければならず、また、あるモーター位相の間、予期しない傾斜状況または変化の発生がステップ損失を表す、という考察に基づくものである。従って、例えば、モーター駆動の正弦および余弦波信号における、正確な一連の傾斜の変化の正しい順番を考慮することが可能であり、またモーターの回転の電流方向を決定することが可能である。決定したゼロ交差を観察することによって、ステッピングモーターのステップを考慮に入れることができる。]
[0075] 上述の考察を拡張すると、計算手段２２は、曲線傾斜（ＴＧ）、すなわち曲線の屈曲の微分を決定するように構成される。この測定は、あるモーター位相の間、傾斜自体が単調であると想定するという考察、つまり、屈曲の符号(signum)は、決定した変曲点内で一定であるはずであるという考察に基づいている。]
[0076] 期間の単調さの原理について、図２２に示すように、フィルタ信号Ｓ１１に基づいて説明する。継続期間は、２つのゼロ交差の間で一度増加する。すなわち、信号Ｓ１１にはたった１つの極値が存在する。そこでは、継続期間は最小となり、信服は最大となる。結果は、次のようになる。全範囲では、曲線の二次微分は、永続的に負となるはずである。従って、決定した二次微分は、負の半波長の間、正となるはずである。これは、ステップ損失は発生していないと結論付けられる場合である。] 図２２

权利要求:

請求項1
ステッピングモーターのステップ損失を検出する方法であって、ステッピングモーターのコイル（３）にパルス幅変調（ＰＷＭ）電圧（Ｓ１）を供給するステップと、前記コイルを流れる電流（ＩＭ）を検出するステップと、初期値（Ｓ４ｂ）、特におおよそ正弦関数の初期値に基づき、検出した電流が、高スイッチング閾値（ＯＧ）および低スイッチング閾値（ＵＧ）で定義される電流バンド幅内にあるか否かを比較するステップと、前記検出電流（ＩＭ）が低閾値（ＵＧ）を下回ったとき、前記コイル（３）への前記電流源（Ｓ１）をオンに切り替えるステップと、前記検出電流（ＩＭ）が高閾値（ＯＧ）を上回ったとき、前記コイル（３）への前記電流源（Ｓ１）をオフに切り替えるステップと、を備え、前記電流（ＩＭ）の信号形状またはその変化量のいずれかを分析し、ステップ損失によって発生した、所望の値または所望の値の範囲のずれのいずれかを検出することを特徴とする方法。
請求項2
前記電流（ＩＭ）の前記信号形状またはその変化量は、相当する制御信号（Ｓ７）を分析することによって、間接的に決定することを特徴とする、請求項１記載の方法。
請求項3
前記初期値（Ｓ４ｂ）は、ＦＰＧＡ（１３）のようなコントローラによってデジタル入力上に割り当てられた値を有するデジタルアナログコンバータ（９）で生成されることを特徴とする、請求項１または２記載の方法。
請求項4
前記検出電流（ＩＭ）または前記検出電流に比例する電圧信号（Ｓ３，Ｓ４ａ）は、前記初期値（Ｓ４ｂ）から減算され、高スイッチング閾値（ＯＧ）および低スイッチング閾値（ＵＧ）とを比較する前に選択的に増幅されることを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
請求項5
前記検出電流（ＩＭ）に比例する前記電圧信号（Ｓ３，Ｓ４）と、前記高スイッチング閾値（ＯＧ）および前記低スイッチング閾値（ＵＧ）との比較は、制御信号（Ｓ７）を出力するシュミットトリガー（８）、好ましくは精密なシュミットトリガーで実行されることを特徴とする、請求項４記載の方法。
請求項6
前記シュミットトリガーの前記制御信号（Ｓ７）は、前記コイル（３）に供給するための前記ＰＷＭ電圧（Ｓ１）を生成する、ドライバ（２）を駆動することを特徴とする請求項５記載の方法。
請求項7
前記低スイッチング閾値（ＵＧ）から前記高スイッチング閾値（ＯＧ）までの前記電流（ＩＭ）の上昇時間（ｔｙ）、前記高スイッチング閾値（ＯＧ）から前記低スイッチング閾値（ＵＧ）までの前記電流（ＩＭ）の下降時間（ｔｚ）、上昇時間（ｔｙ）および下降時間（ｔｚ）で構成される継続期間（ｔｘ）、またはそれらの組合せは、測定され、高ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）と比較され、前記閾値を超過する場合は、ステップ損失が検出され、好ましくは、前記高ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）は、モーター速度、モーター型またはモーター電流に応じて選択されることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
請求項8
前記低スイッチング閾値（ＵＧ）から前記高スイッチング閾値（ＯＧ）までの前記電流（ＩＭ）の上昇時間（ｔｙ）、前記高スイッチング閾値（ＯＧ）から前記低スイッチング閾値（ＵＧ）までの前記電流（ＩＭ）の下降時間（ｔｚ）、上昇時間（ｔｙ）および下降時間（ｔｚ）で構成される継続期間（ｔｘ）、またはそれらの組合せは、測定され、低ステップ損失閾値（ｔｍｉｎ）と比較され、前記閾値に達しない場合は、ステップ損失が検出され、好ましくは、前記低ステップ損失閾値（ｔｍｉｎ）は、モーター速度、モーター型またはモーター電流に応じて選択されることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の方法。
請求項9
前記高ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）および／または前記低ステップ損失閾値（ｔｍｉｎ）は、メモリ内のルックアップテーブルに格納され、または、関数として、もしくは区分的にアセンブルされた関数として、ＦＰＧＡ（１３）のようなコントローラによって計算されることを特徴とする請求項７または８記載の方法。
請求項10
前記正誤信号Ｓ７は、所定のクロック周波数でサンプリングされ、前記サンプリング値（７．１）は、ローパスフィルタで処理され、前記電流（ＩＭ）と実質的に同じ期間を有する、前記フィルタ信号（Ｓ８）は、各マイクロステップが変化し、継続期間が完了すると、メモリ（１６）に格納され、差分信号（ＤＦ）は、各々が前記フィルタ信号（Ｓ８）の少なくとも１つの期間を有する２つの領域から計算され、ステップ損失閾値（ＤＦｍａｘ）と比較され、前記閾値に達する場合、ステップ損失（ＳＶ）が検出されることを特徴とする請求項５記載の方法。
請求項11
前記差分信号（ＤＦ）は、前記同じ期間（Ｗｐ）の第１番目の半波長（Ｈ１）および第２番目の半波長（Ｈ２）から計算され、計算に用いる前記半波長は、好ましくはゼロ交差から開始することを特徴とする請求項１０記載の方法。
請求項12
前記差分信号（ＤＦ）は、前記フィルタ信号（Ｓ８）の１期間（Ｗｐ）の全波長およびその前期間（Ｗｐ−１）の全波長から計算されることを特徴とする請求項１０記載の方法。
請求項13
前記制御信号（Ｓ７）は、ローパスフィルタ処理、好ましくは積分処理され、前記電流（ＩＭ）と実質的に同じ期間を有する、前記フィルタ信号（Ｓ１０）は、曲線分析、特に傾斜分析で処理され、前記曲線分析の結果が所定の限界の外に位置する場合、前記ステップ損失（ＳＶ）が検出されることを特徴とする請求項５記載の方法。
請求項14
前記積分処理は、前記制御信号が高レベルにある場合、所定のクロック周波数で上方にカウントするカウンタによって実行され、前記制御信号が低レベルにある場合、所定のクロック周波数で下方にカウントするカウンタによって実行されることを特徴とする請求項１３記載の方法。
請求項15
前記曲線分析は、曲線傾斜（ＴＧ）および／または曲線傾斜の微分、すなわち曲線屈曲を決定し、好ましくは、前記曲線傾斜（ＴＧ）またはその微分は、継続的にまたは領域ごとに決定され、さらに、領域ごとの処理を実行する場合には、好ましくは領域曲線傾斜の平均が計算されることを特徴とする請求項１３または１４記載の方法。
請求項16
いくつかの領域（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、；Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）は、グループにプールされ、前記グループは、いずれもステップ損失の検出に関して評価されることを特徴とする請求項１５記載の方法。
請求項17
ステッピングモーターのステップ損失を検出する装置であって、ステッピングモーターのコイル（３）にパルス幅変調（ＰＷＭ）電流（Ｓ１）を供給するドライバと、前記コイルを流れる電流（ＩＭ）を検出する電流／電圧変換機（４）であって、前記検出電流に比例する電圧信号（Ｓ３）を供給する電流／電圧変換機と、初期値（Ｓ４ｂ）に基づき、前記検出電流（ＩＭ）が、高スイッチング閾値（ＯＧ）および低スイッチング閾値（ＵＧ）で定義される電流バンド幅内にあるか否かを比較する手段（６，８）と、前記検出電流（ＩＭ）が前記低閾値（ＵＧ）を下回るとき、前記コイル（３）への前記電流源（Ｓ１）をオンに切り替え、前記検出電流（ＩＭ）が前記高閾値（ＯＧ）を上回るとき、前記コイル（３）への前記電流源（Ｓ１）をオフに切り替えるように、前記ドライバ（２）を制御する制御信号（Ｓ７）を供給する比較手段と、前記電流（ＩＭ）の信号形状またはその変化量のいずれかを分析し、所望の値または所望の値の範囲から、ステップ損失またはその変化によって発生する電流（ＩＭ）の信号形状のずれのいずれかを検出する評価手段とを有することを特徴とする装置。
請求項18
前記評価手段は、前記制御信号（Ｓ７）から前記電流（ＩＭ）の信号形状またはその変化量を分析することを特徴とする請求項１７記載の装置。
請求項19
前記初期値（Ｓ４ｂ）、好ましくはおおよそ正弦関数の初期値を生成するデジタルアナログコンバータ（９）を備え、該デジタルアナログコンバータは、ＦＰＧＡ（１３）のようなコントローラによってデジタル入力に割り当てられた値を有することを特徴とする請求項１７または１８記載の装置。
請求項20
前記比較手段は、差動増幅器（６）を備え、前記初期値（Ｓ４ｂ）と、前記検出電流に比例する前記電圧信号（Ｓ３，Ｓ４ａ）は、前記差動増幅器の２つの入力に供給され、それぞれから合計値を計算し、前記差分信号を選択的に増幅することを特徴とする請求項１７から１９のいずれか１項に記載の装置。
請求項21
前記比較手段は、シュミットトリガー（８）、好ましくは精密なシュミットトリガーを備え、前記差動増幅器（６）の前記出力信号（Ｓ５，Ｓ６ａ）は、前記シュミットトリガーに供給され、前記シュミットトリガー（８）のヒステリシスは、高スイッチング閾値（ＯＧ）および低スイッチング閾値（ＵＧ）を定義し、前記シュミットトリガー（８）の制御信号は、前記コイル（３）へ供給するための前記ＰＷＭ電流（Ｓ１）を生成する、ドライバ（２）を駆動することを特徴とする請求項２０記載の装置。
請求項22
前記低スイッチング閾値（ＵＧ）から前記高スイッチング閾値（ＯＧ）までの前記電流（ＩＭ）の上昇時間（ｔｙ）、前記高スイッチング閾値（ＯＧ）から前記低スイッチング閾値（ＵＧ）までの前記電流（ＩＭ）の下降時間（ｔｚ）、上昇時間（ｔｙ）および下降時間（ｔｚ）で構成される継続期間（ｔｘ）、またはそれらの組合せを測定するタイマーと、前記測定した期間と、高ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）とを比較する比較手段（１２）と、を備え、前記閾値を超過した場合、ステップ損失（ＳＶ）が検出されることを特徴とする請求項１７から２１のいずれか１項に記載の装置。
請求項23
前記低スイッチング閾値（ＵＧ）から前記高スイッチング閾値（ＯＧ）までの前記電流（ＩＭ）の上昇時間（ｔｙ）、前記高スイッチング閾値（ＯＧ）から前記低スイッチング閾値（ＵＧ）までの前記電流（ＩＭ）の下降時間（ｔｚ）、上昇時間（ｔｙ）および下降時間（ｔｚ）で構成される継続期間（ｔｘ）、またはそれらの組合せを測定するタイマーと、前記測定した期間と、低ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）とを比較する比較手段（１２）と、を備え、前記閾値に達しない場合、ステップ損失（ＳＶ）が検出されることを特徴とする請求項１７から２１のいずれか１項に記載の装置。
請求項24
前記高ステップ損失閾値（ｔｍａｘ）および／または前記低ステップ損失閾値（ｔｍｉｎ）は、メモリ内のルックアップテーブルに格納され、または、関数として、もしくは区分的にアセンブリされた関数として、ＦＰＧＡ（１３）のようなコントローラによって計算されることを特徴とする請求項２２または２３記載の装置。
請求項25
前記制御信号（Ｓ７）は、所定のクロック周波数でサンプリングされ、前記サンプリング値（７．１）は、ローパスフィルタで処理され、前記電流（ＩＭ）と実質的に同じ期間を有する、前記フィルタ信号（Ｓ８）は、各マイクロステップが変化し、継続期間が完了するとメモリ（１６）に格納され、メモリ（１６）に格納された前記フィルタ信号（Ｓ８）の少なくとも１期間の２領域から、いずれも差分信号（ＤＦ）を計算する差分形成手段（１９）と、前記差分信号（ＤＦ）と、ステップ損失閾値（ＤＦｍａｘ）とを比較する比較手段（１７）と、を備え、前記閾値に達する場合は、ステップ損失（ＳＶ）が検出されることを特徴とする請求項１７から２１のいずれか１項に記載の装置。
請求項26
前記差分形成手段（１９）は、前記同じ期間（Ｗｐ）の第１番目の半波長（Ｈ１）および第２番目の半波長（Ｈ２）から差分信号（ＤＦ）を計算するように設計され、計算に用いる前記半波長は、好ましくはゼロ交差から開始することを特徴とする請求項２５記載の装置。
請求項27
前記差分形成手段（１９）は、前記フィルタ信号（Ｓ８）の１期間（Ｗｐ）の全波長およびその前期間（Ｗｐ−１）の全波長から計算するように設計されることを特徴とする請求項２５記載の装置。
請求項28
前記制御信号（Ｓ７）は、ローパスフィルタ（２０）へ誘導され、前記電流（ＩＭ）と実質的に同じ期間を有する、前記フィルタ信号（Ｓ１０）は、計算手段（２２）に供給され、前記計算手段は、曲線分析計算、特に傾斜分析を行うように構成され、ステップ損失（ＳＶ）によって前記曲線分析の結果が所定の限界の外へ位置するか否かを検出することを特徴とする請求項１７から２１のいずれか１項に記載の装置。
請求項29
前記ローパスフィルタは、積分器として設計され、好ましくは、前記積分器は、制御信号（Ｓ７）が高レベルにある場合は、所定のクロック周波数（ｃｌ）で上方にカウントし、前記制御信号が低レベルにある場合は、所定のクロック周波数で下方にカウントするカウンタを備えることを特徴とする請求項２８記載の装置。
請求項30
前記計算手段（２２）は、曲線傾斜（ＴＧ）および／またはその微分、すなわち曲線屈曲を決定するように設計され、前記曲線傾斜（ＴＧ）およびそれらの微分は、好ましくは継続的にまたは領域ごとに決定され、さらに、領域ごとの決定については、好ましくは領域曲線傾斜の平均が計算されることを特徴とする請求項２８または２９記載の装置。